企业官网建设流程全解析

简介：针对 STM32F103 与 PT100 温度测量场景，这份压缩包以 ADC 电压采集为核心，覆盖 PT100 在 0°C 时 100Ω 的基准特性、恒流源将阻值变化转换为电压，再到 STM32 内置 ADC 采样与温度换算的完整处理链路。特别适合嵌入式初学者理解模拟前端、ADC 配置和分度表查算流程，也可作为工业测温项目的基础模型。压缩包为 RAR 格式，共 4 个文件，包含 2 个 C 源文件与 2 个头文件，分别承担 ADC 初始化与 PT100 温度计算，整体仅 4KB，结构清晰、便于裁剪。已有 5540 人学习下载，说明该方案在常见 PT100 测量设计中具有一定参考价值。代码中对 Adc 模块的初始化流程、采样触发与中断处理给出了明确注释，并基于 PT100 分度表实现了电压到温度的转换逻辑，保留了标定与线性化处理的思路，可直接移植，帮助开发者快速搭建可用的温度测量原型并进一步优化精度。 前几天有个做温控设备的朋友问我，用STM32F103的ADC直接读PT100，为什么温度值总是跳来跳去，隔着半米都能看出显示在抖。这个问题我太熟悉了。PT100先把温度变成电阻，采样电路把电阻变成电压，STM32F103的ADC再把电压变成数字，最后软件把数字换算成温度——链路里任何一环处理不好，最后表现出来就是"精度翻车"。

这篇东西不打算讲太虚的概念，就围绕"STM32F103 + PT100 + ADC 电压转换温度"这条主线，把选型、采样电路、ADC配置、换算算法、噪声排查这几个环节挨个说清楚。适合刚接触ADC测温、或者做出来的东西精度始终不达标的朋友，也适合打算量产、正在纠结成本与精度之间如何取舍的工程师。

1. 为什么是PT100：选型背后的温度测量逻辑

1.1 从一次"NTC翻车"说起

我最早做测温产品用的是NTC热敏电阻，理由很朴素：便宜，电路简单，一个电阻分压就完事。结果产品进入批量测试后问题来了——同一批传感器，同一套标定参数，换到下一批物料就不准了，偏差能到2~3℃。后来一查，NTC的B值离散度大，而且长期稳定性一般，库存放上半年，阻值能漂出不少。

换PT100之后，这批麻烦少了很多。铂电阻的核心优势是材料特性稳定，0℃时标称100Ω，温度系数大约0.385Ω/℃，重复性和互换性都挺好。对"工业级温度测量"这种需求来说，PT100属于"多花几块钱买省心"的典型方案。STM32F103这类MCU本身没有模拟前端，但配上合适的采样电路，完全能把它读准。

1.2 100 Ω 背后的线性度陷阱

PT100虽然比NTC线性很多，但并不是完全的线性电阻。它在0~100℃范围内，平均温度系数约为0.385Ω/℃，但实际阻值-温度曲线是略微弯曲的。IEC 60751标准里给的是Callendar-Van Dusen方程，后文会详细说。

很多新手会直接把"当前电阻除以0.385得到温度"，这在窄范围（比如20~30℃）内误差不大，一旦范围拉到-20~100℃，误差能达到好几度。所以，电压转换温度这步，不能图省事用一阶线性公式硬套。

简单说，选PT100看中的是稳定性和可重复性，但它也不是免校准的万能器件，后端的换算算法和校准流程照样得认真做。

2. 传感器到ADC：采样电路才是精度的第一道分水岭

2.1 二线制、三线制、四线制，怎么选

PT100接线方式直接决定测量误差来源，这是很多人第一次做样机时忽略的点。

• 二线制：两根线既是激励线又是测量线，导线电阻会直接叠加到PT100的阻值上。如果导线电阻是1Ω，温度误差就有约2.6℃。样机用短线可能无所谓，实际工程布线一长就露馅。
• 三线制：一根线走激励电流，另外两根分别走测量回线和反馈线。因为测量回路中不流过激励电流，所以导线电阻带来的压降可以被抵消掉一部分。工业现场普遍用这种接法，性价比最高。
• 四线制：用独立的四根线，激励和检测完全分开，精度最高，但成本和接线复杂。适合实验室级测量，普通产品很少用。

STM32F103的ADC读的是电压，不是电阻，所以电路的关键是让"PT100的电阻变化"尽可能无失真地变成"地参考的电压信号"。三线制是日常项目里平衡成本和精度的最优解。

2.2 恒流源电路设计实例

把PT100电阻变成电压，有两种最常用的办法。一是电阻分压，PT100串联一个精密电阻，从中间取分压点。这电路简单，但有两个毛病：供电电压波动会直接影响输出电压；串联电阻自身的温漂也会混入结果。二是恒流源激励，让恒定电流流过PT100，两端的电压就等于I × R，电压和电阻严格成正比，这个思路更干净。

我习惯用1mA恒流源做激励。为什么是1mA？因为PT100在0℃时是100Ω，1mA下压降只有100mV，后续放大电路容易处理；电流再大，比如5mA，自热效应就会变得明显，PT100自身发热会抬高测量值。

一个简单实用的恒流源可以用运放搭建：用TL431或者REF3030产生一个2.5V基准，经过精密电阻转换为电流，运放加三极管扩流后输出给PT100。大致的计算逻辑是：

• 基准电压2.5V，取样电阻2.5kΩ，基准端到运放反相输入端虚短，三极管发射极电阻上的电流约为 2.5V / 2.5kΩ = 1mA。
• 这个电流流过PT100，0℃时输出电压 = 1mA × 100Ω = 100mV。
• 100℃时PT100阻值约138.51Ω，输出电压 = 138.51mV。

这个100mV级别的信号，如果直接进STM32F103的ADC，12位分辨率满量程3.3V，一个LSB约0.8mV。算下来0.8mV对应约2Ω多，也就是温度分辨率将近5~6℃，显然不够用。所以必须在ADC之前加一级放大，把100~140mV的区间放大到接近ADC的满量程。

2.3 ADC输入范围与参考电压匹配

STM32F103的ADC是12位，输入范围一般到VREF+，通常是3.3V。把PT100的电压放大到哪个范围，决定了分辨率。

我以前常用的做法是：仪表放大器（比如AD620或者国产的INA128）把差分信号放大，使0℃时输出约0.3V，100℃时输出约2.5V，这样整个动态范围覆盖了ADC比较好用的区间。

如果你是分压法加运放跟随，务必把公共端处理好，不要让ADC输入引脚悬空，也不要把信号直接拉到超出VREF+的范围。ADC输入引脚电压超过VDDA或低于VSSA，轻则读数错误，重则损坏IO。

小结一下：采样电路的核心是"恒流源激励 + 精密放大 + 匹配ADC量程"，这决定了系统精度的上限。而STM32F103的ADC配置决定的是能把这个模拟信号还原到什么程度。

3. STM32F103的ADC采样：配置、采样时间与软件滤波

3.1 ADC基本配置与参考电压

STM32F103的ADC是12位逐次逼近型，时钟最高14MHz，采样周期可配置。这里有两个容易踩的坑：第一，ADC时钟不要直接拿PCLK2不分频上去跑，APB2时钟如果是72MHz，ADC分频器至少要6分频到12MHz，稳定一点用8分频到9MHz，太高会影响转换准确度。

第二，VREF+引脚如果直接从3.3V供电取，3.3V上的纹波就会直接进到测量结果里。要求高时，用单独的基准电压芯片给VREF+供电，或者至少加LC滤波。我之前遇到过ADC全码跳动，排查半天，最后发现是DC-DC模块的开关纹波串到了VREF+上。

3.2 采样时间：为什么不能一直用默认值

ADC内部有个采样电容，采样期间开关闭合，外部信号源通过等效阻抗给这个电容充电。如果外部阻抗很大，采样时间不够，电容电压还没充到信号的实际值，转换结果就会偏低。

PT100配合1mA恒流源时，输出阻抗不算太大，但后面加了放大器和RC滤波后，源阻抗可能到几十kΩ。此时建议把采样时间配置到最大档，比如STM32F103支持的最高239.5周期，如果ADC时钟9MHz，一次采样时间约26.6μs。对温度测量这种慢速信号，这点时间完全不影响实时性，但能显著减少采样电容充电不足造成的读数误差。

3.3 软件滤波：滑动平均不能无脑用

ADC读数跳动，很多人第一反应是滤波。我一开始也直接上滑动平均，结果发现偶尔一个大的毛刺会把平均值拉偏好多，温度曲线出现"尖刺"。后来改成先做中位值剔除，再做滑动平均：

• 连续采样5次，去掉最大值和最小值，剩下的3次取平均；
• 再对这个均值做宽度为10的滑动平均。

这样既能压制随机噪声，又能避免单一毛刺污染结果。代码实现也不复杂：

#define FILTER_LEN 10 uint16_t filter_buf[FILTER_LEN]; uint8_t filter_index = 0; uint32_t filter_sum = 0; uint16_t adc_filter(uint16_t adc_value) { filter_sum -= filter_buf[filter_index]; filter_buf[filter_index] = adc_value; filter_sum += adc_value; filter_index = (filter_index + 1) % FILTER_LEN; return (uint16_t)(filter_sum / FILTER_LEN); }

对于5取3中位均值，可以单独写个小函数，把5次ADC原始值排序后取中间三个平均。这比直接平均多不了几行代码，滤波效果却好很多。

3.4 用DMA省CPU

温度采样没必要让CPU每轮询一次，用ADC的多通道扫描加DMA是更合理的做法。配置ADC为连续转换模式，开启DMA循环传输，采到的数据自动落到内存数组里：

HAL_ADC_Start_DMA(&hadc1, (uint32_t *)adc_buf, 4);

这样每次转换完成后数据自动更新，主循环只用去数组里取值做滤波，CPU占用率几乎为零。实测在STM32F103上跑多个通道采样、LCD显示和通信协议，一点压力都没有。

4. 电压转温度：查表、公式还是查表加插值

4.1 先把ADC值还原成电阻值

不管后面用什么算法，第一步都是从ADC码值反推PT100的电阻值。假设放大电路输出函数是线性的：Vout = gain × (Rpt100 × I) + offset，那么反向计算就是：

float v_out = (float)adc_value / 4095.0f * 3.3f; float r_pt100 = (v_out - offset) / (gain * 0.001f);

这里的gain和offset需要在装机后实测标定，不能只看理论值。因为电阻容差、基准电压偏差、运放失调都会让真实增益和设计值有出入。

4.2 Callendar-Van Dusen方程：教科书级的精确解法

IEC 60751标准给出的PT100阻值-温度关系比较复杂，但工程上可以用简化的Callendar-Van Dusen方程。0℃以上时：

R(t) = R0 × (1 + A×t + B×t²)

其中R0=100Ω，A=3.9083×10⁻³，B=-5.775×10⁻⁷。0℃以下时要多一项C×(t-100)×t³，C=-4.183×10⁻¹²。对大多数0~100℃的应用，只用A和B两项就够。

反过来，由电阻求温度，可以直接解一元二次方程：

float pt100_res_to_temp(float r) { const float R0 = 100.0f; const float A = 3.9083e-3f; const float B = -5.775e-7f; float delta, t1, t2; delta = A * A - 4.0f * B * (1.0f - r / R0); if (delta < 0.0f) return -40.0f; t1 = (-A + sqrtf(delta)) / (2.0f * B); t2 = (-A - sqrtf(delta)) / (2.0f * B); return (t2 > t1) ? t2 : t1; }

这段代码在Cortex-M3上运行没压力，算一次也就几十微秒，完全可以对每帧数据实时计算。

4.3 查表法：适合资源紧张或追求固定耗时的场合

查表法的思路是：预先在代码里放一张"电阻-温度"对应表，比如每5℃一个点，运行时用二分查找找到区间，再线性插值。

好处是计算量固定、没有浮点运算也能做（用整数定点），缺点是表要占一些Flash。温度范围从0到200℃，每5℃一个点，才41个条目，一张表没多大。

typedef struct { uint16_t resistance_x10; /* 阻值×10，避免浮点 */ int16_t temperature; /* 温度×10 */ } pt100_entry_t; static const pt100_entry_t pt100_table[] = { { 1000, 0 }, /* 100.0Ω -> 0.0℃ */ { 1019, 50 }, /* 101.9Ω -> 5.0℃ */ { 1039, 100 }, /* 103.9Ω -> 10.0℃ */ /* ... */ };

线性插值处理一下，查表法在常温段能轻松做到0.1℃级别的显示分辨率。注意表里的值必须是"实测标定后的修正值"，否则表再精确也救不了前端电路的偏差。

4.4 三种换算方式的实测对比

拿同一个信号源在恒温槽里做对比，我的测试结果大致是：

结论很直接：如果你的产品只工作在20~30℃窄范围，一阶近似还能凑合；一旦范围拉宽，要么用C-VD方程，要么用查表插值。我更偏向查表插值，因为计算时间固定，而且校准的时候可以直接改表项。

5. 实测排查：从跳数到0.1℃精度的完整链路

5.1 先怀疑电源，再怀疑传感器

ADC读数跳动，最常见的不是软件问题，而是电源问题。用示波器看VREF+和VDDA，如果上面有周期性的毛刺，多半是DC-DC或数字电路串过来的。STM32F103的VDDA和VREF+引脚一定要加去耦电容，而且去耦电容要尽量靠近引脚，引线越短越好。

我踩过一个非常隐蔽的坑：板子上的继电器每次切换，ADC读数就跳几十个码。排查发现继电器线圈没有加续流二极管，关断瞬间产生的反向电动势通过地线干扰了模拟部分。继电器的电源和模拟电源彻底分开走线，问题才消失。

5.2 自热效应与电流选择

恒流源电流越大，信噪比越高，但PT100自身发热也越严重。PT100在空气中散热条件一般，1mA电流下自热误差大约0.02~0.05℃，5mA时可以到0.3℃以上。做高精度测量，激励电流取1mA是很多厂商的默认选择；做快速响应但精度要求不高时，才考虑加大电流。

另外，PCB走线和传感器探头的散热条件也会影响自热，传感器放进金属套管和直接暴露在空气中，自热表现完全不同。这个问题正规厂家的PT100说明书里会标注热阻，选型时留意一下。

5.3 单点校准与两点校准

硬件精度的最后一步是校准。量大的产品不可能逐台精密标定，但至少要做两点校准：

• 冰水混合物（标准大气压下0℃）作为低温点；
• 沸水（100℃，或者用恒温槽）作为高温点。

采集实测ADC值后，反推出真正增益和偏移，存到Flash里。之后每次开机读Flash里的校准值，参与电阻还原计算。

如果现场只能提供一个稳定温度，也可以用单点校准：先把零点偏移校准掉，增益用理论值。这样能显著改善"零点不对"的问题，但对增益误差无能为力。

void calibrate_two_point(float adc_low, float temp_low, float adc_high, float temp_high) { float r_low = 100.0f + 0.385f * temp_low; /* 近似 */ float r_high = 100.0f + 0.385f * temp_high; gain = (adc_high - adc_low) / (r_high - r_low); offset = adc_low - gain * r_low; }

5.4 一块小PCB上的模拟设计细节

采样电路和MCU在同一个小板子上时，建议把模拟部分的地单独走线，单点汇接到电源地。ADC采样脚附近不要走高频数字线，尤其是STM32F103的PA1、PA2、PA3这类可以复用的模拟输入脚，周边如果有PWM走线，很可能引入串扰。

模拟地和数字地之间我习惯用0Ω电阻连接，位置在ADC引脚所在那一侧，让模拟回流路径尽量短。电源方面，如果板上只有3.3V一路，用一颗磁珠或小电阻把模拟电源和数字电源隔开，形成"模拟VDD岛"，效果立竿见影。

最后再分享一个我自己的习惯：任何温度采集项目，都会在代码里保留"ADC原始值、电阻还原值、滤波后温度"三个变量的调试输出。现场问题八成在模拟链路，没有原始数据做参照，软件调了半天也找不到病根。把这个调试通道留好，比什么玄学调参都管用。

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