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1. 项目概述：为什么HLW8112在直流测量中既被广泛采用又常被误用

HLW8112不是一款通用ADC芯片，而是一颗专为单相交流电能计量设计的高精度、低功耗专用SoC。它内部集成了电压通道、电流通道、乘法器、数字滤波器、累加器、温度传感器，以及SPI和UART双接口——但它的核心架构、参考电压源、增益路径、校准机制，全部围绕50/60Hz正弦波工频信号优化。可现实中，大量工程师把它直接用于直流电压/电流测量场景：比如电池管理系统中的母线电压监测、光伏汇流箱的直流侧电流采集、工业PLC的4–20mA信号调理、甚至电动车BMS的单体电芯压差检测。这种“跨域挪用”不是不行，而是极易掉进三个深坑：零点漂移放大、增益非线性失真、校准逻辑错位。我去年帮一家储能逆变器厂商排查过一批现场返修板，故障现象是满载时电流读数偏高3.2%，空载时却显示-0.8A。最终发现根本原因不是硬件损坏，而是开发团队完全照搬了交流校准流程——用50Hz正弦波做增益校准，再拿去测纯直流，导致片内数字滤波器的DC响应特性被严重误判。HLW8112的直流测量能力，本质上是其交流架构下的“副产品”，必须通过重新理解其内部ADC结构、重构校准物理模型、绕过默认通信协议约束才能稳定发挥。这不是简单的“改个寄存器”，而是要从芯片手册第17页的模拟前端框图开始，一层层剥开它的采样时序、参考电压生成路径、数字滤波器阶数配置，再结合实测数据反推真实增益误差。本文不讲“怎么接线”，只讲“为什么这样接才对”；不提供现成代码，但给出每一行关键配置背后的计算依据和实测验证方法。

2. HLW8112直流测量的底层原理拆解：它到底在测什么？

2.1 模拟前端的真实结构：两个独立ADC通道，但共享同一套参考基准

HLW8112的数据手册里把模拟输入画得像一个标准双通道ADC：VINP/VINN接电压通道，IINP/IINN接电流通道。但翻到第17页的“Analog Front-End Block Diagram”，会发现一个关键细节：两个通道共用同一个内部基准电压VREF（典型值2.45V），且该VREF由片内带隙基准源+两级运放缓冲生成，而非外部引脚提供。这意味着：

• 电压通道（VINP-VINN）的满量程输入范围是±VREF，即±2.45V；
• 电流通道（IINP-IINN）的满量程输入范围同样是±VREF，即±2.45V；
• 但两个通道的前端衰减网络完全不同：电压通道内置1:1000分压电阻（R1=1MΩ, R2=1kΩ），电流通道则依赖外部采样电阻Rsense与内部PGA增益组合。

这里就埋下了第一个陷阱：很多工程师以为“接上Rsense就能测电流”，却忽略了HLW8112的PGA（可编程增益放大器）只有4档固定增益：1×、2×、4×、8×，且增益切换是通过改变PGA输入端的反馈电阻比实现的，而非数字控制开关。也就是说，当选择GAIN=4×时，实际是把Rsense上的压降放大4倍后送入ADC，此时若Rsense=0.001Ω，则满量程电流=2.45V/(4×0.001Ω)=612.5A——这个数值看似合理，但实测中你会发现，在5A以下小电流段，读数跳变剧烈，信噪比骤降。原因在于：HLW8112的PGA设计目标是提升50Hz工频信号的信噪比，其等效输入噪声密度在10Hz–1kHz带宽内为12nV/√Hz，但在DC–10Hz超低频段，1/f噪声占主导，实测等效输入噪声高达85nV/√Hz。换算成电流测量：当Rsense=0.001Ω、GAIN=4×时，1/f噪声折算到输入端为85nV，对应电流噪声=85nV/(4×0.001Ω)=21.25μA——这已经接近工业级0.5级电流表的最小分辨力（通常为10μA）。所以，HLW8112的直流电流测量下限，不是由ADC位数决定的，而是由PGA的1/f噪声地板决定的。你无法通过软件滤波消除它，只能通过增大Rsense或提高GAIN来压制，但这两者又受限于功耗和温漂。

2.2 ADC核心：Σ-Δ调制器 + 数字滤波链，DC响应需手动补偿

HLW8112没有传统SAR或Pipeline ADC，它采用的是三阶Σ-Δ调制器，输出1-bit高速比特流，再经片内数字滤波器（Sinc3型）抽取为24位有符号整数。这个结构对交流信号极其友好：Sinc3滤波器在50Hz处有极深的陷波（>100dB抑制），能完美滤除工频谐波干扰。但对直流信号，它的响应特性完全不同。Sinc3滤波器的冲激响应长度为3×OSR（过采样率），而HLW8112的OSR固定为1024，因此其等效采样周期Teff = 1024 × Tmod，其中Tmod是调制器时钟周期（典型值1.024MHz → Tmod≈976ns → Teff≈1ms）。这意味着：任何直流电平变化，需要至少3ms才能在输出寄存器中稳定反映。更关键的是，Sinc3滤波器的DC增益并非理想1.0，而是随采样率微调——手册Table 12明确列出：当OSR=1024时，理论DC增益=0.99923。这个0.077%的偏差，在交流校准中被自动归一化消除了，但在直流应用中，它直接转化为系统增益误差。我曾用Fluke 8508A精密万用表对比测试：给HLW8112输入精确1.225V直流，SPI读出的RAW值平均为1248236（理论应为1249024），误差恰好为-0.063%，与手册DC增益偏差高度吻合。因此，所有基于HLW8112的直流测量，第一步必须进行DC增益补偿系数Kdc = 1 / 0.99923 ≈ 1.00077的硬编码修正，否则后续任何校准都是在错误基线上叠加误差。

2.3 通信接口的本质差异：SPI是寄存器直读，UART是协议封装

HLW8112提供SPI和UART两种接口，但它们的底层访问机制天差地别：

• SPI接口：本质是内存映射式访问。CS拉低后，发送1字节地址（0x00–0x3F），随后可连续读取任意长度数据。每个寄存器地址对应芯片内部特定功能模块，如0x00是电压通道RAW值（24位）、0x01是电流通道RAW值（24位）、0x04是芯片温度（16位）。SPI读取的是未经处理的原始ADC输出，无协议开销，延迟<10μs。
• UART接口：本质是命令响应式协议。必须发送固定帧头（0xAA 0x55）、命令码（如0x01读电压）、长度、校验和，芯片返回带帧头、状态码、数据、校验的完整包。整个过程耗时约8–12ms，且UART波特率误差直接影响数据帧校验成功率——这就是为什么“波特率校准”会成为热搜词：当晶振精度不足（如±20ppm）或电源波动导致UART时钟抖动时，接收端可能将0x55误判为0x54，触发重传或丢包。

对于直流测量，必须使用SPI接口。理由有三：一是UART协议栈会引入不可控的传输延迟，破坏直流信号的时序一致性；二是UART固件对RAW值做了隐式处理（如自动右移8位、添加符号扩展），导致精度损失；三是SPI允许DMA批量读取，配合STM32F103的SPI+DMA模式，可实现每10ms稳定采集一组电压/电流/温度三参数，而UART做不到。这也是为什么“stm32f103 spi通过dma方式读取芯片数据 cubemx”成为高频搜索词——它直指工程落地的核心痛点。

3. 直流校准的四步法：从物理量到工程值的完整映射

3.1 第一步：零点校准（Offset Calibration）——解决温漂与失调的叠加效应

零点误差是直流测量的最大敌人。HLW8112的零点包含三部分：

• 模拟前端失调：VINP/VINN或IINP/IINN输入短路时，ADC输出不为0，手册标称±15LSB（24位下1LSB=0.298μV）；
• PGA输入失调：电流通道因Rsense微小不平衡，产生额外偏置；
• 温度漂移：片内基准VREF的温漂典型值为10ppm/℃，PGA失调温漂为0.5μV/℃。

传统做法是“输入短路，读取RAW值作为offset”，但这是错误的。因为HLW8112的数字滤波器对DC信号有建立时间，短路后需等待≥3×Teff（即3ms）才能稳定。更致命的是，温度漂移无法通过单点校准消除。正确做法是：

1. 将VINP/VINN和IINP/IINN全部悬空（不短路！），让输入端处于高阻态；
2. 在25℃恒温箱中，用精密电源供电（纹波<1mV），稳定15分钟后，连续读取1000组RAW值，计算均值Offset_25；
3. 升温至55℃，同样稳定15分钟，读取1000组RAW值，计算均值Offset_55；
4. 计算温漂系数α = (Offset_55 - Offset_25) / (55 - 25) LSB/℃；
5. 实际运行中，先读取芯片温度寄存器（地址0x04，16位，分辨率0.03125℃），再动态计算实时offset = Offset_25 + α × (Tchip - 25)。

我实测某批次HLW8112在25℃时Offset_25 = -182，55℃时Offset_55 = -297，α = -3.83 LSB/℃。若忽略温漂，在55℃环境直接用25℃ offset，会导致0.12V电压测量产生0.36mV误差——对12V电池监测而言，相当于0.03%满量程误差，超出工业0.1级仪表要求。

3.2 第二步：增益校准（Gain Calibration）——破解VREF漂移与PGA非线性

增益校准的目标是建立RAW值与真实物理量的线性关系：Physical = (RAW - Offset) × Kgain。Kgain的理论值由两部分构成：

• ADC量化系数：24位有符号ADC，满量程FS = 2^23 = 8388608，故Kadc = VREF / FS = 2.45V / 8388608 ≈ 292.0nV/LSB；
• 前端衰减/放大系数：电压通道为1/1000，电流通道为GAIN × Rsense。

但实际Kgain受VREF漂移影响极大。手册标称VREF=2.45V±1.5%，即实际值在2.413–2.487V之间浮动。若按标称值计算，最大增益误差达±1.5%。更麻烦的是，VREF漂移与温度非线性相关——不是简单的一次函数。解决方案是两点法实物校准：

• 准备两个高精度直流源：一个设为Vlow = 0.5000V（误差≤10ppm），一个设为Vhigh = 2.0000V（误差≤10ppm）；
• 分别施加到VINP/VINN，记录对应RAW值RAW_low和RAW_high；
• 计算实际Kgain = (Vhigh - Vlow) / (RAW_high - RAW_low)；
• 同理对电流通道，用精密电流源（如Keithley 2450）注入Ilow=1.000A、Ihigh=10.000A，测得RAW_ilow、RAW_ihigh，计算Kgain_i = (Ihigh - Ilow) / (RAW_ihigh - RAW_ilow)。

注意：校准必须在芯片热平衡后进行（上电≥10分钟），且每次施加电压/电流后，需等待≥3ms再读取RAW，确保Sinc3滤波器稳定。我用Fluke 5520A校准源实测，单次校准耗时约4分钟，但换来的是全温区±0.02%的增益精度。

3.3 第三步：线性度验证与分段补偿——应对PGA的固有非线性

即使完成零点和增益校准，HLW8112在直流下仍有残余非线性。根源在于PGA的运放有限增益带宽积（GBW）和输入级晶体管的沟道长度调制效应。手册Figure 23显示：在±2.45V输入范围内，积分非线性（INL）典型值为±4LSB，但这是针对50Hz正弦波的测试结果。换成直流，INL恶化至±12LSB（实测数据）。这意味着：在0.1V–0.2V区间，Kgain可能比0.5V–0.6V区间高0.015%，造成小信号测量失真。

解决方法是五点分段线性补偿：

• 在0.1V、0.5V、1.0V、1.5V、2.0V五个点，分别记录RAW值；
• 计算相邻点间的实际斜率Ki = (Vi+1 - Vi) / (RAWi+1 - RAWi)；
• 构建查找表LUT[5] = {K1, K2, K3, K4, K5}；
• 实际测量时，先确定RAW落入哪个区间，再用对应Ki计算物理量。

例如：若RAW=500000，介于0.5V点（RAW=412300）和1.0V点（RAW=824600）之间，则用K2计算。此法将残余非线性从±12LSB压缩至±2LSB，满足0.05级仪表要求。代码实现极简：

// LUT预存五点斜率（单位：V/LSB） const float gain_lut[5] = {0.00000122, 0.000001218, 0.000001215, 0.000001213, 0.000001210}; int32_t raw = read_register(0x00); // 读电压RAW int idx = 0; if(raw > 412300) idx = 1; if(raw > 824600) idx = 2; if(raw > 1236900) idx = 3; if(raw > 1649200) idx = 4; float voltage = (raw - offset) * gain_lut[idx];

3.4 第四步：系统级温度补偿——融合芯片温度与环境热耦合模型

前三步校准解决了芯片自身的误差，但未考虑PCB热耦合。HLW8112的散热焊盘（Exposed Pad）直接连接到GND铜箔，而电流采样电阻Rsense通常紧邻其旁。当大电流通过Rsense时，自身发热（P = I²×Rsense）会通过PCB铜箔传导至HLW8112，导致芯片温度高于环境温度。实测表明：在20A持续负载下，Rsense表面温度达75℃，而HLW8112芯片温度仅62℃，温差13℃。若仅用芯片内部温度传感器（精度±2℃），会低估热漂移。

正确做法是构建双温度源补偿模型：

• 主温度源Tchip：读取寄存器0x04，经校准后精度达±0.5℃；
• 辅助温度源Tpcb：在Rsense附近放置NTC热敏电阻（如MF58-103F3950），通过MCU的ADC采集；
• 建立经验公式：Treal = a × Tchip + b × Tpcb + c，其中a,b,c通过实测拟合（我拟合出a=0.68, b=0.32, c=-1.2）；
• 将Treal代入零点温漂公式Offset = Offset_25 + α × (Treal - 25)，而非直接用Tchip。

此法将温度引起的系统误差从±0.15%降至±0.02%，尤其在电动汽车BMS等高温严苛场景中价值巨大。

4. 实操关键环节：从CubeMX配置到DMA稳定读取的避坑指南

4.1 CubeMX配置陷阱：SPI时钟极性和相位必须为Mode 0

HLW8112的SPI接口严格遵循CPOL=0, CPHA=0（即空闲时SCK为低电平，数据在SCK上升沿采样）。但CubeMX默认新建工程时，SPI参数常设为Mode 3（CPOL=1, CPHA=1），导致通信失败且无报错——芯片静默，SPI总线无响应。必须手动修改：

• 在Pinout视图中双击SPI1，打开Parameter Settings；
• 将Clock Polarity设为Low；
• 将Clock Phase设为1 Edge；
• 设置Prescaler为2（对应APB2=72MHz → SPI频率=36MHz，满足HLW8112最高50MHz要求）；
• 关键一步：勾选NSS Signal Management中的Hardware NSS，但实际电路中NSS（CS）必须由GPIO软件控制——因为HLW8112的CS引脚是低电平有效，且要求脉冲宽度≥100ns，硬件NSS可能不满足。

提示：若SPI初始化后仍无法通信，用示波器抓SCK和MOSI波形，确认SCK空闲时为低电平，且首字节地址发送前CS已拉低。常见错误是CS拉低时机晚于SCK第一个边沿。

4.2 DMA配置核心：双缓冲+循环模式，杜绝数据撕裂

HLW8112的RAW值寄存器（0x00–0x03）是24位，但SPI一次传输最小单位为8位。读取电压RAW需发送4字节（地址0x00 + 3字节数据），电流RAW同理。若用普通轮询读取，CPU占用率高且时序抖动大。DMA是唯一选择，但必须规避两个坑：

• 坑1：单缓冲DMA导致数据覆盖。当DMA正在传输第1组数据时，HLW8112已完成第2组采样，新数据写入寄存器，导致DMA读到混合数据。
• 坑2：非循环模式需频繁重启DMA，增加中断开销。

解决方案：启用双缓冲+循环模式。在CubeMX中：

• 开启SPI1的RX DMA，设置Data Width为Byte；
• 在DMA Configuration中，Buffer Size设为8（4字节电压+4字节电流）；
• 勾选Circular Mode；
• 勾选Double Buffer Mode，并指定Second Memory Address为另一块RAM区域；
• 在HAL_SPI_RxCpltCallback回调中，通过__HAL_DMA_GET_COUNTER(&hdma_spi1_rx)判断当前使用哪个缓冲区，然后解析数据。

实测表明：此配置下，STM32F103可稳定以100Hz频率采集电压/电流，CPU占用率<3%，且数据无撕裂。

4.3 UART备用方案：当SPI不可用时的保底通信策略

尽管推荐SPI，但某些场景（如调试阶段无SPI引脚）需用UART。此时必须解决“波特率校准”问题。HLW8112的UART时钟源自内部RC振荡器（标称1.024MHz），但实际频率受VDD和温度影响，偏差可达±5%。若MCU用8MHz晶振，按标准115200bps配置，实际波特率误差可能超10%，导致帧错误。

保底策略是自适应波特率同步：

1. 上电后，MCU向HLW8112发送同步命令0xAA 0x55 0x00 0x00 0x00（5字节，校验和为0x00）；
2. HLW8112回复固定帧0xAA 0x55 0x01 0x00 0xXX（XX为芯片ID），该帧起始位宽度即为真实波特率基准；
3. MCU用定时器捕获起始位下降沿到下一个下降沿的时间，计算实际波特率；
4. 动态重配置USART BRR寄存器。

我实测此法可将波特率误差从±5%压缩至±0.1%，确保UART在宽温域下可靠通信。

5. 常见问题与排查技巧实录：来自产线的12个真实故障案例

5.1 故障现象：SPI读取RAW值恒为0xFFFFFF（-1）

排查思路：这不是通信失败，而是HLW8112进入“校准模式”。当寄存器0x3F（CALIB_CTRL）的bit7=1时，芯片停止正常采样，所有RAW寄存器输出全1。
根因：PCB布线中CALIB引脚（Pin 16）未按手册要求接地，悬空状态下受噪声干扰置高。
解决：在CALIB引脚到GND间加10kΩ下拉电阻。

5.2 故障现象：电压读数稳定，电流读数跳变±5A（满量程100A）

排查思路：检查Rsense焊接质量。HLW8112电流通道输入阻抗仅10kΩ，若Rsense焊盘存在虚焊或冷焊，形成接触电阻，等效为串联一个时变电阻，直接调制电流信号。
实测证据：用万用表测Rsense两端电阻，正常应<1mΩ；故障板实测达8Ω。
解决：更换Rsense并加强回流焊温度曲线管控（峰值温度≥245℃）。

5.3 故障现象：室温下校准正常，60℃高温箱中电流读数偏低8%

排查思路：VREF温漂超标。手册标称10ppm/℃，但批次不良品可达50ppm/℃。
验证方法：用高精度电压表测VREF引脚（Pin 8），25℃时为2.448V，60℃时降为2.392V，漂移达-2300ppm，远超规格。
解决：筛选VREF温漂≤15ppm/℃的芯片批次，或改用外部精密基准（如REF5025）。

5.4 故障现象：UART通信偶发丢包，重试3次后才成功

排查思路：FT232R USB-UART桥接芯片的驱动兼容性问题。Windows 10 20H2后，FTDI官方驱动对老版本FT232R固件存在握手异常。
解决：升级FT232R固件至2.12.24以上，或改用CP2102N（驱动兼容性更好）。

5.5 故障现象：DMA读取数据中，电压和电流值总是互换

排查思路：SPI地址发送顺序错误。HLW8112要求先发电压地址0x00，再发电流地址0x01，但代码中误将0x01放在0x00前。由于SPI是连续读取，地址错位导致数据帧偏移。
解决：严格按手册Table 11的寄存器地址顺序发送。

5.6 故障现象：校准后静态误差<0.01%，但动态加载时误差突增至0.5%

排查思路：PCB布局地线分割。HLW8112的AGND和DGND必须单点连接，且连接点靠近芯片。若将AGND大面积铺铜后，再通过细走线连DGND，大电流负载时AGND电位被拉高，导致ADC参考点偏移。
解决：AGND与DGND在芯片下方0402磁珠处单点连接，AGND铺铜仅覆盖模拟前端。

5.7 故障现象：使用GD32H7系列MCU时，SPI读取速率上不去

排查思路：GD32H7的SPI FIFO深度为16字节，但HLW8112无FIFO，需严格控制CS脉冲宽度。GD32H7的SPI硬件NSS管理存在时序bug，导致CS高电平时间不足。
解决：禁用硬件NSS，全程用GPIO软件控制CS，且CS高电平保持≥200ns。

5.8 故障现象：多块板子校准参数一致，但实测精度离散度大

排查思路：Rsense阻值公差。标称0.001Ω±1%的采样电阻，实际阻值分布在0.00099–0.00101Ω，1%的阻值偏差直接转化为1%的电流测量误差。
解决：采购0.001Ω±0.1%的精密电阻（如Vishay WSL0805），并每片单独校准Kgain_i。

5.9 故障现象：UART通信中，校验和总是错误

排查思路：HLW8112的UART校验和算法为“地址+命令+长度+数据字节之和取低8位”，但部分工程师误用CRC16。
验证：发送0xAA 0x55 0x01 0x02 0x00（读电压，长度2字节），数据部分为0x00 0x00，校验和应为0xAA+0x55+0x01+0x02+0x00+0x00=0x102→0x02。
解决：严格按手册Section 6.3.2实现校验和。

5.10 故障现象：SPI通信正常，但读取的温度值始终为0x8000

排查思路：温度传感器使能位未置位。寄存器0x3E（TEMP_CTRL）的bit0必须为1，否则温度模块关闭。
解决：上电初始化时，向0x3E写入0x01。

5.11 故障现象：使用ESP8266模块时，SPI通信失败

排查思路：ESP8266的SPI主控时钟稳定性差。其内部PLL在WiFi射频发射时会产生强干扰，耦合至SPI时钟线，导致SCK抖动超规格。
解决：在WiFi空闲时进行HLW8112读取，或改用UART接口。

5.12 故障现象：校准后长期运行，零点缓慢漂移

排查思路：PCB吸潮。FR4板材在高湿环境（>80%RH）中吸水，导致Rsense周围绝缘电阻下降，形成漏电通路。
解决：对PCB进行三防漆涂覆，或改用陶瓷基板。

注意：所有故障排查必须遵循“先硬件后软件”原则。90%的HLW8112问题源于硬件设计缺陷，而非代码错误。建议产线配备简易测试夹具：含精密直流源、Fluke万用表、示波器探头，10分钟内可定位80%的硬件问题。

6. 校准流程标准化模板：一份可直接导入产线的作业指导书

6.1 校准设备清单（最低配置）

6.2 校准步骤（SOP编号：HLW8112-DC-CAL-2024）

1. 预处理：将待校准板放入25℃恒温箱，通电预热15分钟；
2. 零点初校：短路VINP/VINN、IINP/IINN，读取1000组RAW，计算Offset_25；
3. VREF测量：用3458A测Pin 8电压，记录Vref_25；
4. 温度校准：升温至55℃，稳定后读取Offset_55和Vref_55；
5. 电压校准：施加0.5000V，读RAW_low；施加2.0000V，读RAW_high；计算Kgain_v；
6. 电流校准：施加1.000A，读RAW_ilow；施加10.000A，读RAW_ihigh；计算Kgain_i；
7. 线性度验证：在0.1V/0.5V/1.0V/1.5V/2.0V五点读RAW，构建LUT；
8. 系统验证：输入1.225V/5.000A，检查读数误差≤0.02%；
9. 参数烧录：将Offset_25、α、Kgain_v、Kgain_i、LUT写入MCU Flash指定地址。

6.3 关键参数存储格式（EEPROM/Flash）

typedef struct { int32_t offset_v_25; // 25℃电压零点（LSB） int32_t offset_i_25; // 25℃电流零点（LSB） float alpha_v; // 电压零点温漂系数（LSB/℃） float alpha_i; // 电流零点温漂系数（LSB/℃） float kgain_v; // 电压增益系数（V/LSB） float kgain_i; // 电流增益系数（A/LSB） float lut_v[5]; // 电压分段增益LUT（V/LSB） uint16_t temp_ref; // 参考温度（0.03125℃/LSB） } hlw8112_calib_t;

所有参数必须在上电时从Flash加载到RAM，避免每次读取Flash增加延迟。

7. 我的实际经验总结：三年踩过的七个坑与三个必须坚持的原则

第一个坑是“迷信手册标称值”。刚接手项目时，我完全按手册写的VREF=2.45V、INL=±4LSB去设计校准流程，结果量产首批500块板，32%在高温老化后超差。后来才发现，手册参数是“典型值”，而量产芯片的VREF分布呈正态，σ=0.012V，必须按批次抽样实测。现在我的做法是：每批次来料，随机抽20片测VREF，计算均值和3σ，作为该批次校准的基准VREF。

第二个坑是“忽略PCB热设计”。早期设计把Rsense放在HLW8112正上方，认为散热好。结果满载时芯片温度比环境高18℃，零点漂移超标。后来改成Rsense与HLW8112横向排布，中间加2mm隔离槽，并在Rsense背面铺铜散热，温升降至5℃以内