企业官网建设流程全解析

H6900B 这颗升压恒流芯片最早是我在一个灯带项目上碰到的，客户给的供电很杂——有的是 3V 电池盒，有的是 5V 适配器，还有一批装在车里要接 12V。要求输出端却是统一的 24V 母线，上面再挂多路全彩 LED 氛围灯。当时试过单级方案，结果 3V 输入带不动、12V 输入又浪费一半效率，反复改板三次才定下现在这套 H6900B 做升压恒流加 H6601 做降压供电的两级结构。这套方案的性价比确实高，外围用料不多，但坑也集中在那几个容易被忽略的参数上：宽输入范围到底有多"宽"、恒流采样电阻怎么算、多路全彩怎么分配通道。这篇就把我打样、调试、批量验证中攒下的东西一次讲透，从选型逻辑到电感计算再到排查表，能给正在搭多路全彩 LED 氛围灯的人省掉几轮改板。

1. 方案整体架构与选型逻辑

1.1 从标题里拆出来的三个真实需求

先把这个标题拆开看。第一层是输入侧，3V、5V、12V 三种典型电源都得吃得下；第二层是输出侧，要能升到 9V 或者 24V；第三层是负载侧，驱的是多路全彩 LED 氛围灯，不是单颗灯珠，也不是单色灯带。这三层需求叠在一起，就决定了方案不能只靠一颗芯片解决。

多路全彩意味着什么？意味着一块板子要同时管好几个发光单元，每个单元里有红绿蓝三个独立通道。红光 Vf 大概 2.0V 到 2.2V，绿光和蓝光普遍在 3.0V 到 3.4V，同一个恒流值下三种颜色的正向压降差了一伏多。如果用电阻限流，输入电压一波动、温度一上来，三色亮度就各自漂移，混出来的白色会从冷白慢慢变成偏黄或者偏紫。氛围灯这种东西最怕的就是"调好的颜色变了"，所以恒流是刚需，不是可选项。

另一个隐藏需求是整套板子必须便宜。氛围灯走的是量大价低的路线，BOM 上多一颗电感、多一颗运放都可能让报价过不去。这就解释了为什么选 H6900B 这种外围精简的升压恒流器件，再搭一颗 H6601 降压芯片给逻辑部分供电，而不是上一套带数字接口的专用驱动 IC。整套东西就是"升压恒流 + 降压恒压"两块拼起来，思路朴素但够用。适合谁做？适合做灯带控制器、氛围灯模组、小家电装饰灯、桌面摆件的硬件工程师，尤其是第一次接触宽输入多路全彩方案的，这套结构是很好的练手起点。

1.2 为什么是"升压恒流 + 降压恒压"两级，而不是一级搞定

很多人第一反应是：既然是恒流，直接找一颗能从 3V 升到 24V 的升压恒流芯片不就完了，为什么要多一颗 H6601？原因在于 MCU、灯效控制、无线模块这些东西要的是稳的电压，不是稳的电流。它们的工作电压是 5V 或者 3.3V，跟 LED 的恒流回路完全是两种负载性质。

我一开始也偷懒，想用升压后的 24V 母线串一堆电阻给 MCU 供电，算下来 (24-5) × 0.05A 就是接近 1W 的纯热耗，一个 SOT-23 封装的 LDO 或者普通三极管根本扛不住，板子局部温度能到 70 度以上，旁边那颗电解电容先撑不住。换成 H6601 做降压，同样是 24V 降到 5V，用开关方式效率能守在 85% 上下，发热量降到几百毫瓦，一颗小封装加一颗电感就够了。这就是加一颗降压芯片的全部理由，不是为了堆料，是为了把热从板子上赶出去。

还有一层考虑是母线电压会浮动。升压恒流输出端为了适配不同 LED 串数，母线可能被设计在 9V 到 24V 之间，如果 MCU 供电直接从母线取电，一旦母线因为调光或者负载突变掉下去，MCU 就有复位风险。经过 H6601 这一级，输入可以在很宽的范围里晃，输出还是稳的 5V，逻辑部分的稳定性直接上一个台阶。

1.3 这套方案适合谁，哪些场景别硬上

先说适合的。输入 3V 到 12V 的窄功率场景，比如输出 24V、总电流 1A 以内，这套两级结构非常顺。灯带长度不超过两米、总功率 20W 以内、对调光精度要求在中高档但不需要影视级色彩管理的氛围灯，用它绰绰有余。板子面积也不大，升压加降压加起来，两颗功率电感加两颗 IC，一块 40mm × 25mm 的双层板就能放下。

再说别硬上的。如果你的输入真的是稳定的 3V，比如两节干电池，那就要认真算一下功率账了。3V 输入做 24V 输出，20W 的负载意味着输入侧电流要奔着 7A 以上，普通电池盒的弹片接触电阻和细线都会成为杀手，电压被拉垮之后升压芯片直接进欠压保护，灯一闪一闪。这种情况下老实换方案：要么降低总功率，要么提高输入电压。还有一种情况是负载做成了很多独立小灯串，每条都要独立恒流，那就要考虑增加恒流通道数量，而不是硬堆在一路上。

注意：宽输入范围不等于宽功率范围。芯片能接受 3V 输入，不代表 3V 输入下还能带满负载。这两个参数一定要分开看，很多翻车都翻在这里。

2. H6900B 升压恒流级：核心原理与关键参数计算

2.1 升压恒流的环路到底在控制什么

升压拓扑的骨架很经典：电感、开关管、二极管、输出电容。开关管导通时，电感接在输入和地之间，电流线性上升，能量存进磁场；开关管关断时，电感电流没地方去，只能通过二极管挤进输出电容和负载，同时把电压顶上去。升压的电压倍数靠占空比控制，占空比越大，输出越高。

在这个拓扑上加一个恒流环，就是让输出侧多一个电流采样点。芯片通过检测采样电阻上的电压，反推流过 LED 的实际电流，然后去调节占空比，让这个电流稳定在设定值上。听起来简单，但实际调试时会发现两个问题：一是采样点放在哪里，放在 LED 回路的高侧还是低侧；二是前馈补偿要不要做，因为升压拓扑本身有个右半平面零点，环路带宽不能太高，否则一调光就振荡。这一点对新手不太友好，所以我的建议是别急着优化环路，先把采样电阻和电感选对，多数问题都出在这两个地方。

还有一点要说清楚，恒流环不是万能的。它稳的是电流，不稳的是每颗灯珠的结温。多路全彩并联时，如果每路走的线长差别很大，线阻差个零点几欧，在几百毫安的电流上就是几十毫伏的压差，亮度差就出来了。所以恒流级做完之后，布线的对称性同样重要，这部分我会在第 4 章展开。

2.2 电感、开关管、二极管：把参数一步步算出来

假设一个具体工况：输入 5V，输出母线 24V，母线输出电流 0.8A，开关频率 400kHz，目标效率 0.9。这几个数字代入就能把主要器件定下来。

第一步算占空比和平均电感电流。峰值电流型升压的占空比近似为：

D = 1 - (Vin × η) / Vout D = 1 - (5 × 0.9) / 24 = 0.8125 Iin = (Vout × Iout) / (Vin × η) Iin = (24 × 0.8) / (5 × 0.9) = 4.27 A

电感平均电流就等于输入电流，4.27A。这个数字不小，说明电感选型不能随便拿个 1A 的贴片电感装上。

第二步定纹波电流和电感量。纹波取平均电流的 30% 是比较稳妥的选择，太大则峰值电流高、损耗大，太小则电感体积大、成本上去。

ΔIL = 0.3 × 4.27 = 1.28 A L = (Vin × D) / (fsw × ΔIL) L = (5 × 0.8125) / (400000 × 1.28) = 7.9 µH

取标称值 10µH。第三步校核峰值电流：

IL_pk = Iin + ΔIL / 2 = 4.27 + 0.64 = 4.91 A

再看 3V 输入的工况，发现这才是真正的极限：

Iin = (24 × 0.8) / (3 × 0.9) = 7.11 A D = 1 - (3 × 0.9) / 24 = 0.8875 ΔIL = (3 × 0.8875) / (400000 × 10e-6) = 0.67 A IL_pk = 7.11 + 0.33 = 7.44 A

也就是说，同一块板子在 3V 输入下电感峰值电流到了 7.4A。选型必须按最恶劣工况走，饱和电流按峰值的 1.3 倍留余量，也就是 9.7A 以上，所以我一般直接选 10µH、饱和电流 10A 以上的一体成型合金粉电感，尺寸大概 10mm × 10mm × 5mm 那一档。

开关管的电压应力是输出电压加上尖峰，24V 母线至少要选 40V 耐压的管子，考虑到漏感尖峰，60V 更稳。导通电流按 5A 以上选，关键是导通电阻要低，而且要特别留意开启电压这一项。3V 输入的时候，如果用的是普通 MOS，栅极驱动电压只有 3V，管子没完全打开，导通电阻可能是标称值的五倍甚至十倍，效率直接崩掉。所以 3V 供电场景必须选逻辑电平驱动的管子，或者干脆用芯片内置开关管的版本，省掉这个麻烦。

二极管这块，输出电流 0.8A 是平均值，真正要关注的是峰值电流，它会冲到 7A 以上。选型时看两个参数：反向耐压和正向峰值电流。反向耐压取输出电压的 1.5 倍以上，24V 母线选 40V；峰值电流能力要能盖住 7.5A 的瞬时值，一般 5A 的肖特基在 100 纳秒级的脉冲下是能扛的，但如果你用 SMB 这种小封装，热会积在里面，建议直接上 TO-277 或者 SMA 以上封装。

输出电容按纹波要求算：

Cout = (Iout × D) / (fsw × ΔVout) Cout = (0.8 × 0.8125) / (400000 × 0.24) = 6.8 µF

计算值只有 6.8µF，看着很小，但实际一定要放大几倍。原因是陶瓷电容的直流偏压效应，标称 22µF、25V 耐压的 X7R 电容，在 24V 工作时实际容量可能只剩一半。所以我会放两颗 22µF、50V 耐压的电容并联，再并一颗 100nF，把高频尖峰也压住。

注意：电感饱和电流要按最低输入电压工况算，不是按标称输入算。这一步漏了，上线就会出现"冷机正常、带满负载电感发烫变形"的情况。

2.3 恒流采样电阻怎么定，多路均流怎么做

恒流值由采样电阻和芯片内部比较阈值共同决定，公式就一行：

Rcs = Vcs / Iout

Vcs 是芯片的电流检测阈值，不同版本规格书不一样，常见的有 100mV、200mV、250mV 这么几档。这里以 200mV 为例。假设每个颜色通道需要 60mA，三色合在一条恒流通道上就是 180mA：

Rcs = 0.2 / 0.18 = 1.11 Ω 功耗 = 0.2 × 0.18 = 36 mW

选 1.1Ω、1% 精度、1206 封装的电阻就很稳。如果单通道只走 60mA：

Rcs = 0.2 / 0.06 = 3.33 Ω

采样阈值越低，电阻上的损耗越小，效率越高，但抗干扰能力越差，采样线上稍微串一点开关噪声，恒流值就会抖。所以低压大电流方案可以取 100mV 阈值，小电流方案取 250mV 更稳。这个取舍没有标准答案，看你的电流量级和板子噪声环境。

多路全彩的通道分配有两种常见做法，我做过对比，结论放在下面这张表里：

我自己的项目多用第二种，就是把每一路的同一个颜色先串联起来。红光四颗串起来 Vf 大概 8.4V，绿蓝四颗串起来 13V 左右，24V 母线都带得动，再用一颗 MOS 做调光控制。这样三路恒流就是三个采样电阻，成本压得很低，而且串在同一组里的灯珠电流天然一致，不存在均流问题。要注意的是红光组的电压余量比其他两组大很多，恒流管上的压差会更大，发热也更集中，所以红光的恒流管最好单独铺一块铜皮散热。

2.4 3V 输入是最难啃的工况

前面算过，3V 输入要出 24V、0.8A，输入电流要 7.1A。这个数字落地时会遇到一连串现实问题，我把踩过的坑列出来。

第一是供电接口。很多 3V 电源是小体积电池盒或者纽扣电池，接触弹片的电阻就有几十毫欧，7A 电流下压降轻松到零点几伏，输入电压一低，占空比进一步加大，形成恶性循环，最后芯片进欠压保护，灯开始闪。实测下来，能用 3V 满功率跑的场合，必须用焊接线或者大接触面积的弹片，线径至少 0.5 平方毫米。

第二是输入电容。大电流下输入电容的纹波电流很大，用普通的小容值电容，母线会被拉出很深的凹坑。我的做法是输入侧放两颗 22µF、低 ESR 的陶瓷电容，再并一颗 100µF 的固态电容，位置紧贴电感和开关管的电流回路。

第三是开关管的驱动电压。前面提过，3V 下栅压不足会让 MOS 工作在线性区，导通电阻暴涨，效率掉到 70% 以下，管子自己先烫。解决办法是选低阈值管子，或者用带自举的驱动结构。这一点在选型阶段就要确认，不要等板子回来才发现。

第四，也是最容易被忽略的：整机功率要重新审视。USB 5V/2A 接口只有 10W，你的输出要做 24V × 0.8A 就是 19.2W，怎么算都不够。这不是芯片的问题，是能量守恒。遇到这种需求，正确的做法是把总功率压到 8W 以内，或者换 12V 适配器供电。我在项目里最后就是把氛围灯的满亮功率限到 6W，配合灯效控制峰值，才让 5V 接口撑住。

3. H6601 降压级与多路调光控制实现

3.1 H6601 在方案里的位置和它的红线

H6601 在这套结构里负责把升压后的母线电压降到逻辑电路能接受的水平，典型输出是 5V，给 MCU、无线接收模块、以及若干指示灯供电。它的输入直接接 24V 母线，这里有一条不能碰的红线：必须确认芯片的推荐工作电压范围覆盖母线最高电压，而且要看"推荐工作电压"而不是"绝对最大额定值"。

很多新手看规格书只扫一眼最大值 30V，就直接接 24V 母线用。问题是母线在空载或者轻载的时候会冲到设定值以上，如果升压级的过压保护没做好，或者调光瞬间能量回灌，母线冲到 27V 甚至更高完全有可能。这时候芯片虽然没立刻坏，但内部逻辑已经在异常边缘，输出会出现毛刺，MCU 隔三差五复位一次，查半天查不出来。我的建议是留 20% 以上余量，母线 24V 就选推荐工作电压 30V 以上的降压器件。

第二个要注意的是轻载行为。逻辑电路的电流不大，MCU 加无线模块可能只有几十毫安。降压芯片在轻载下如果进入跳周期模式，输出纹波会变大，射频部分对电源噪声敏感，通信距离会缩水。这时候可以在输出端加一级 LC 滤波，或者在无线模块前面加一颗小 LDO，把最后那点纹波削掉。

3.2 降压级的关键参数计算

接着算 H6601 这一级的电感。工况设定为输入 24V、输出 5V、输出电流 0.3A、开关频率 500kHz。占空比：

D = Vout / Vin = 5 / 24 = 0.208

纹波电流取输出电流的 30%，也就是 0.09A，电感量为：

L = ((Vin - Vout) × D) / (fsw × ΔIL) L = ((24 - 5) × 0.208) / (500000 × 0.09) = 87.8 µH

取 100µH 标称值。如果把开关频率提到 1MHz，电感能降到 47µH 左右，体积更小，代价是开关损耗上升，需要实际权衡。输出电容按允许纹波算，假设允许 50mV：

Cout = ΔIL / (8 × fsw × ΔVout) Cout = 0.09 / (8 × 500000 × 0.05) = 0.45 µF

理论值很小，但实际不能只放 0.45µF，因为还要应对负载突变和线路阻抗，我一般放 22µF 陶瓷加 100nF 高频电容。这里顺手对比一下线性降压的代价，同样是 24V 降到 5V 带 0.3A：

线性方案功耗 = (24 - 5) × 0.3 = 5.7 W 开关方案功耗 ≈ 1.5 W × (1 / 0.85 - 1) ≈ 0.26 W

差了二十倍。5.7W 的热量塞在一个小封装里，短时间内就能把器件自己送走。所以只要压差超过 5V，就必须用开关降压，这不是可选项。

3.3 多路全彩的通道分配与走线结构

回到负载侧。多路全彩 LED 氛围灯通常做成几个发光单元排成一条，每个单元里三颗灯珠（红绿蓝）共阳连接，阳极统一接 24V 母线，三个阴极各自引出去，由三路恒流通道配 MOS 做开关。这样一个单元就是三个控制通道，几个单元组合起来，恒流通道按颜色分组，MOS 按单元独立。

这么做的原因是调光逻辑。颜色混合是通过调节每个颜色的平均电流实现的，如果所有单元共用一组 MOS，那就只能整条灯带一起变色，做不出流动、呼吸、追光这些效果。氛围灯的核心卖点就是动态效果，所以 MOS 必须按单元独立控制，而恒流通道可以按颜色共享。把这两种需求分开处理，器件数量就压下来了：几个单元就需要几个三色 MOS 管，恒流通道始终只有三个。

走线结构上，母线用较宽的铜皮走一圈，每个单元的阳极就近从母线上取电，不要串成一条线，否则末端的电压会因为线阻压降而偏低，最后一个单元明显偏暗。阴极的走线尽量等长等宽，让每路的寄生电阻接近。实测中见过因为末路走线窄了 0.2mm 就导致末端偏暗 8% 的情况，肉眼是能看出来的。

3.4 PWM 调光与模拟调光：氛围灯为什么选前者

调光方式有两种。模拟调光是直接改变恒流值，比如把基准电压从 1V 调到 0.2V，电流从 100% 降到 20%。优点是完全没有频闪，缺点是 LED 在小电流下发光波长会偏移，红光会偏橙、蓝光会偏青，多路全彩混白的时候色坐标明显漂移，而且低电流下不同批次灯珠的亮度一致性很差。

PWM 调光是把恒流值固定，用高频开关控制导通时间比例。占空比 50% 时，电流是一半的时间走满值、一半时间走零，人眼看到的就是一半亮度。优点是颜色稳定，因为灯珠始终工作在额定电流下，波长不变。缺点是如果频率选低了会有可见频闪，选高了又会让开关损耗上升。

氛围灯我毫无例外选 PWM。频率建议在 2kHz 到 4kHz 之间，这个区间人眼看不到闪烁，也不会和升压级的开关频率形成可听噪声。这里有个坑：如果 PWM 频率和升压级的 400kHz 形成了低频差拍，电感或者陶瓷电容会发出"滋滋"声，尤其是安静的卧室场景特别明显。解决办法是把调光频率设成和开关频率不成整数倍关系的值，比如 3.1kHz 这种非整数，差拍频率就被推到听阈之外了。

另一点是占空比精度。8 位分辨率的调光在低亮度段只有几个台阶，灯在渐变的时候会看到一跳一跳。做呼吸效果至少用 10 位，或者用伽马校正表把低速段拉开。下面这段是常用的伽马表生成逻辑：

/* 8bit 输入映射到 10bit PWM 占空比，伽马 2.2 */ for (int i = 0; i < 256; i++) { float norm = i / 255.0f; gamma_tab[i] = (uint16_t)(powf(norm, 2.2f) * 1023.0f + 0.5f); }

用这张表之后，低亮度段的过渡会平滑很多，视觉上就是那种慢慢亮起来的感觉，而不是前 20% 突然跳亮。

4. PCB 布局、布线与热设计

4.1 升压段的热环路是 EMI 的根

升压电路里，最关键的布线是那个高频电流环路：输入电容的正极、电感的一端、开关管的漏极、开关管的源极、采样电阻、再回到输入电容的负极。这个环路里流的是脉冲电流，上升沿很陡，环路面积越大，辐射和传导噪声越强。

我见过不少板子把输入电容放在离电感两厘米远的地方，结果一上电，附近的收音机、无线模块全受影响，MCU 还会随机重启。正确的做法是把输入电容紧贴电感和开关管，环路面积压到最小，走线用铺铜而不是细线，电流路径越短越宽越好。同时，这个热环路的铜皮下面不要走任何信号线，尤其是采样线和反馈线，否则噪声直接耦合进去。

另一个细节是开关节点。电感与开关管、二极管连接的那个点，电压在 0V 和 24V 之间高速跳变，是主要的辐射源。这个节点的铜皮面积要小，够过电流就行，千万别为了好看铺一大块。这里我的经验是：热环路要宽要短，开关节点的铜皮要小要收敛，很多人把这两个搞反了，把开关节点铺得很大，噪声问题一直解决不了。

4.2 采样、反馈、调光走线的三条禁令

第一条，采样电阻必须用开尔文连接。电流采样靠的是电阻两端的压差，如果采样线直接从电阻焊盘上引出来，而大电流也走同一段铜皮，那么铜皮的压降会被一起采进去，恒流值就会随负载和温度漂移。正确做法是从电阻焊盘内侧单独引两条细线到芯片的检测脚，大电流走外侧。实测对比过，用开尔文连接后恒流精度能从 ±8% 收到 ±3% 以内。

第二条，反馈线不能从电感或者二极管底下穿。这两处的电压跳变最剧烈，任何平行走线都会耦合。如果实在避不开，就在中间加一层地平面做屏蔽，并且两条线垂直交叉而不是平行。

第三条，调光信号线要远离升压功率区。PWM 调光线是弱信号，如果和开关节点平行走一段，调光占空比上会叠上尖峰，表现为低亮度时灯突然闪一下。我的处理方式是让调光线走板的另一面，或者至少保持 3mm 以上的间距，必要时串一颗 100Ω 电阻做限流。

4.3 温升与灌封要看实际工作点

热设计不能只看额定工况。氛围灯在不同灯效下负载差异很大，全白最亮的时候功率最高，可能比平均值高出一半。所以散热设计要按"最亮灯效"来算，不是按平均值。

升压级的主要发热点有三个：电感、开关管、二极管。电感的铜损和铁损加起来，在 5A 电流下可能有零点几瓦到一瓦；开关管和二极管的损耗跟电流、频率都相关。我的做法是在电感下面铺一块尽量大的铜皮，通过多个过孔连到背面的大面积地铜，把热导出去。开关管和二极管各留一块独立的散热铜皮，别互相挤在一起。

如果是装在封闭灯罩里的模组，散热条件很差，靠板子自己散热往往不够，这时候要考虑灌封。灌封胶要选导热系数高一点的，而且灌之前要确认所有元件都耐得住固化温度。有个容易忽略的点：灌封之后电感会因为周围介质变化导致等效参数略微改变，原本余量不够的设计可能直接进入饱和，所以灌封版本的电流余量要比裸板再多留 20%。

5. 实测踩坑与常见问题速查

5.1 现象到原因速查表

调试这套方案遇到的问题，八成集中在下面这几种现象里。我把它们整理成表，方便对着现象直接找原因。

这张表里前四条几乎覆盖了日常调试的大部分时间。特别是"恒流值偏低"这一条，很多人第一反应是芯片坏了，其实十有八九是采样电阻算错或者精度不够。1% 精度的电阻和 5% 精度的电阻，在恒流精度上直接差出一个档位。

5.2 规格书上不写的几条经验

第一条是关于电感的。一体成型电感标称的饱和电流往往是在 25 度下测的，温度升到 80 度以上会掉两到三成。3V 输入工况峰值电流 7.4A，选 10A 饱和电流看着有 35% 余量，实际在高温下余量就只剩一点点了。我的做法是按峰值电流的 1.5 倍选，宁可大一号，也不要贴着边用。

第二条是关于启动的。宽输入方案在低电压启动时，输入电容要先被充满，如果电源本身限流，启动瞬间会把输入电压拉得很低，芯片反复尝试启动，表现为灯闪几下才亮。可以在输入端串一颗小阻值的 NTC 做软启动限流，或者在使能脚上加一个 RC 延时，等输入电压稳了再放行。

第三条是关于调光曲线的。人眼对亮度的感知是对数的，不是线性的。线性 PWM 在低亮度段的台阶感非常强，用伽马校正之后观感差别很大。我一开始没做校正，客户反馈"渐亮效果像卡了一下"，加上伽马表就顺了。

第四条，也是我踩得最惨的一次：多路全彩在颜色切换的瞬间，三路电流不是同时变化的，如果红光先关、蓝光后开，中间会有几十微秒的"中间色"，高速切换时肉眼能看出闪一下杂色。解决办法是让三路 PWM 的更新在同一个定时器周期内一次性写入，别让固件分三次写寄存器。改动很小，效果立竿见影。

5.3 打样验证清单

第一版板子回来之后，我一般按这几步顺序验证，每一步通过再进下一步，避免问题叠加导致定位困难。

先不接 LED，只上电测母线，确认空载电压在设定值附近且稳定，用示波器看有没有异常振荡。然后接一个假负载电阻模拟额定电流，测母线带载后的跌落幅度，正常情况下应该只掉几十毫伏。接着测采样电阻两端的实际电压，换算成电流，确认和设计值的偏差在可接受范围内，我通常要求 5% 以内。

第四步接 LED 实测，逐路量电流，看一致性。第五步把调光从 0% 扫到 100%，观察低亮度段有没有闪烁、台阶、跳变。第六步做温升测试，满亮跑半小时，用电偶或者热像仪看电感、开关管、二极管的温度，一般要求不超过 85 度。第七步做输入电压拉偏测试，从最低到最高输入电压都跑一遍，重点看最低电压下能不能稳定带载，这也是整个方案最容易崩的地方。最后一步是长时间老化，跑满载十几个小时，看有没有参数漂移或者器件失效。

这套流程走完，基本能覆盖百分之九十以上的问题。剩下那一小部分往往和具体结构、具体灯珠批次有关，只能靠实际装机之后再微调恒流值和调光曲线。这几轮下来我的感受是，H6900B 加 H6601 这套组合的稳定性本身没什么问题，真正的功夫花在选型计算和布局细节上——尤其是把最低输入电压那个工况认真算一遍，把电感饱和电流和采样电阻的精度留足余量，后面调试会顺得多。