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uC3845 在 AC/DC 转换中的应用

前言

TL;DR 快速摘要：

• 反激式：适合中低功率，24W 实例。
• 正激式：适合中高功率，120W 实例。
• RT/CT：设定 100kHz，RT=17kΩ、CT=1nF。
• 电流采样：配合 1V 阈值实现逐周期限流。
• 正激式：需磁复位绕组，占空比限制 50% 以内。

uC3845 是一款高性能的电流模式 PWM 控制器，在 AC/DC 转换器设计中应用广泛。本文围绕其核心应用场景、关键设计要点与常见问题展开，帮助读者系统掌握基于 uC3845 的电源设计方法。

• uC3845 电流模式 PWM 控制器，广泛用于反激式与正激式 AC/DC 转换器。
• RT/CT 设定开关频率（f = 1.72 / (RT × CT)），本设计 100kHz 取 RT=17kΩ、CT=1nF。
• 反激式适合中低功率（24W 实例），正激式适合中高功率（120W 实例），正激式需磁复位绕组（Nr=Np）并将占空比限制在 50% 以内。
• 电流采样电阻配合 1V 阈值实现逐周期限流：反激式 RS=0.33Ω，正激式 RS=0.1Ω。
• 环路补偿经 Bode 图实测微调（Rz=18kΩ、Cz=6.8nF、Cp=47pF），相位裕量约 50°、穿越频率约 15kHz。
• 常见问题排查：输出电压不稳查反馈，频率不准查 RT/CT，过流误触发查 ISENSE 噪声，启动失败查 VCC 供电时序。

• uC3845 电流模式 PWM 控制器，广泛用于反激式与正激式 AC/DC 转换器。
• RT/CT 设定开关频率，电流采样电阻配合 1V 阈值实现逐周期限流。
• 反激式适合中低功率，正激式适合中高功率，需磁复位绕组。
• 常见问题排查：输出电压不稳查反馈，频率不准查 RT/CT。
• 未来趋势：高频 PCB 布局、噪声抑制与 EMI 优化。

核心章节一：uC3845 在 AC/DC 转换中的典型应用

1. 反激式 AC/DC 转换器

反激式转换器适用于低至中功率场景，uC3845 通过检测反馈信号调节占空比，实现稳定输出。

下图展示了基于 uC3845 的反激式 AC/DC 转换器典型电路结构，帮助理解各关键元件与芯片引脚的连接关系。

flowchart LR AC[交流输入 85V~265V] --> BR[整流桥 BR1] BR --> CIN[输入滤波电容 CIN] CIN --> T1P[变压器 T1 初级绕组 Np] T1P --> Q1[功率开关管 MOSFET Q1] Q1 --> RS[电流采样电阻 RS] RS --> GND[地] T1P --> D1[输出整流二极管 D1] D1 --> COUT[输出滤波电容 COUT] COUT --> VOUT[直流输出 12V/2A] VOUT --> R1[反馈分压电阻 R1/R2] R1 --> U1FB[uC3845 误差放大器输入 FB] U1OUT[uC3845 OUT 引脚] --> Q1[功率开关管 MOSFET Q1] RS --> U1CS[uC3845 电流检测引脚 ISENSE] U1RT[uC3845 RT/CT 引脚] --> RTCT[RT/CT 定时电阻电容] U1VCC[uC3845 VCC 引脚] --> VCC[启动电阻与 VCC 供电] U1FB --> U1OUT

关键元件说明：

• 整流桥 BR1 与输入滤波电容 CIN：将 85V~265V 交流输入整流为直流母线电压（约 120V~375V），为反激变压器初级提供能量。CIN 容量通常取 2~3μF/W，本设计 24W 可选用 47μF/400V 电解电容，兼顾纹波抑制与启动时间。
• 变压器 T1（Np:Ns=5:1）：实现输入输出电气隔离与电压变换，反激工作时初级储能、次级释放能量。初级 50 匝、次级 10 匝，磁芯可选 EE25 或 PQ26，气隙用于存储能量并防止磁饱和。
• 功率开关管 Q1：由 uC3845 的 OUT 引脚驱动，以 PWM 方式控制初级电流的通断。耐压需高于最大输入电压与反射电压之和，本设计选用 600V/4A 的 MOSFET（如 4N60），并预留 RCD 吸收电路抑制关断尖峰。
• 电流采样电阻 RS（0.33Ω）：将初级电流转换为电压信号，送入 uC3845 的 ISENSE 引脚，当电压达到内部 1V 阈值时触发逐周期限流，限流点约 3A。RS 需选用低感抗、高精度功率电阻，额定功率建议不低于 1W。
• 输出整流二极管 D1 与滤波电容 COUT：对次级感应电压进行整流滤波，得到稳定的直流输出。D1 选用快恢复二极管（如 MUR460），反向耐压需高于次级反射电压；COUT 取 1000μF/25V 电解电容并联 0.1μF 陶瓷电容，降低高频纹波。
• 反馈分压电阻 R1/R2：采样输出电压并送入 uC3845 误差放大器，通过调节占空比维持输出稳定。R1/R2 分压比按 2.5V 基准电压设计，配合光耦实现输入输出隔离反馈。
• RT/CT 定时电阻电容：连接 uC3845 的 RT/CT 引脚，设定振荡器频率。本设计取 RT=10kΩ、CT=1nF，对应开关频率约 100kHz，兼顾变压器体积与开关损耗。
• 启动电阻与 VCC 供电：启动电阻从直流母线取电为 VCC 电容充电，达到 uC3845 启动阈值（8.5V）后芯片开始工作，随后由辅助绕组持续供电。

典型设计实例：下面以一个 12V/2A 输出的反激式 AC/DC 转换器为例，给出完整的关键参数设计过程。

最大占空比计算：反激式转换器在连续导通模式（CCM）下，输出电压与输入电压、匝比和占空比的关系近似为：

Vout = Vin × (Ns/Np) × D / (1 - D)

在最低输入电压 85V AC（整流后直流母线约 120V）时，占空比最大。代入 Vout=12V、Np:Ns=5:1（即 Ns/Np=0.2）、Vin=120V：

12 = 120 × 0.2 × D / (1 - D) 12 = 24 × D / (1 - D) 12 × (1 - D) = 24 × D 12 - 12D = 24D 12 = 36D D = 0.333

因此最大占空比约为33.3%，低于 uC3845 内部振荡器约 50% 的最大占空比限制，留有足够裕量。

峰值电流计算：根据输出功率和效率估算初级峰值电流。设效率 η=85%，输入功率为：

Pin = Pout / η = 24W / 0.85 ≈ 28.2W

在最低输入电压下，初级平均电流为：

Iavg = Pin / Vin = 28.2W / 120V ≈ 0.235A

反激式转换器中，初级电流在开关管导通期间从零线性上升，峰值电流约为平均电流的两倍除以占空比：

Ipeak ≈ 2 × Iavg / D = 2 × 0.235 / 0.333 ≈ 1.41A

考虑变压器励磁电流和启动瞬态裕量，实际峰值电流约1.5A~2A。电流采样电阻 RS 上的压降为 Ipeak × RS，当该电压达到 uC3845 内部电流检测比较器的 1V 阈值时触发逐周期限流。取 RS=0.33Ω 时，限流点约为 1V / 0.33Ω ≈ 3A，高于正常工作峰值电流，既能提供过流保护，又不会在满载时误触发。

启动电阻与 VCC 供电电路设计：uC3845 的启动与供电是反激式电源能否可靠工作的关键环节。启动阶段由启动电阻从直流母线取电为 VCC 电容充电，达到启动阈值后芯片开始工作；正常工作后则由辅助绕组接管供电，实现低功耗运行。

1. 启动电阻阻值计算

启动电阻 Rstart 的作用是在上电初期为 VCC 电容充电，使 VCC 电压尽快达到 uC3845 的启动阈值（8.5V）。其阻值需在启动时间与待机功耗之间取得平衡：阻值过小则待机功耗偏大，阻值过大则启动时间过长甚至无法启动。

启动电阻从直流母线取电，其充电电流为：

Icharge = (Vbus - VCC) / Rstart

其中 Vbus 为整流后的直流母线电压（最低约 120V），VCC 为芯片供电电压。启动电阻的阻值应保证在最恶劣条件（最低输入电压、最大 VCC 电容）下仍能在可接受时间内完成启动。工程上通常取启动电流为芯片启动电流（典型值 1mA）的 2~3 倍，即：

Rstart = (Vbus_min - VCC_on) / (2 × Istart) = (120V - 8.5V) / (2 × 1mA) ≈ 55.75kΩ

取标准阻值56kΩ。此时在最低输入电压下，启动电流约为 (120V - 8.5V) / 56kΩ ≈ 2mA，满足启动需求；在最高输入电压 375V 时，启动电阻功耗为：

P_Rstart = (Vbus_max - VCC)² / Rstart = (375V - 8.5V)² / 56kΩ ≈ 2.4W

该功耗偏大，因此实际设计中常采用两个电阻串联（如两个 28kΩ/2W 电阻串联）以分摊功耗并提高耐压，或采用有源启动电路降低待机损耗。

2. VCC 电容容量选取依据

VCC 电容 CVCC 承担两个作用：一是与启动电阻配合决定启动时间，二是在辅助绕组供电建立前为芯片提供能量储备。其容量选取需满足以下约束：

• 启动时间约束：VCC 电压从 0 充至启动阈值 8.5V 的时间应控制在合理范围（通常 0.1s~1s）。充电时间近似为 t = CVCC × VCC_on / Icharge，代入 Icharge≈2mA、VCC_on=8.5V，若取 CVCC=47μF，则 t ≈ 47μF × 8.5V / 2mA ≈ 0.2s，启动时间适中。
• 能量储备约束：在辅助绕组尚未建立稳定供电的过渡期内，VCC 电容需维持芯片正常工作。uC3845 正常工作电流约 15mA，若允许 VCC 电压在辅助绕组接管前跌落不超过 2V，则所需电容为 CVCC ≥ Icc × Δt / ΔV。取 Δt=1ms（辅助绕组建立时间）、ΔV=2V，则 CVCC ≥ 15mA × 1ms / 2V = 7.5μF。
• UVLO 迟滞约束：uC3845 的 UVLO 关断阈值为 7.6V（典型值），VCC 电容需保证在芯片启动后、辅助绕组供电建立前，VCC 电压不会跌至关断阈值以下。

综合以上约束，本设计取CVCC = 47μF/25V 电解电容，并并联一个0.1μF 陶瓷电容用于滤除高频噪声。47μF 的容量既满足启动时间要求，又能在辅助绕组接管前提供充足的能量储备。

3. 辅助绕组供电切换原理

反激式变压器增加一个辅助绕组 Na，其输出电压经二极管 D2 整流、电容滤波后为 VCC 供电。辅助绕组与次级绕组同相位，其输出电压与输出电压成比例：

Va = Vout × (Na / Ns)

本设计次级绕组 Ns=10 匝，若取辅助绕组 Na=12 匝，则辅助绕组输出电压约为：

Va ≈ 12V × (12 / 10) = 14.4V

考虑二极管压降和整流损耗，实际 VCC 电压约 13V~14V，处于 uC3845 的推荐工作电压范围（8.5V~30V）内。

供电切换过程如下：

• 启动阶段：上电后，启动电阻 Rstart 为 VCC 电容充电，VCC 电压从 0 缓慢上升。此时辅助绕组尚未输出电压，芯片处于待机状态。
• 启动触发：当 VCC 电压达到启动阈值 8.5V 时，uC3845 内部基准建立，振荡器开始工作，OUT 引脚输出 PWM 驱动信号，开关管开始导通。
• 辅助绕组接管：开关管工作后，变压器开始传输能量，辅助绕组输出电压经 D2 整流后为 VCC 供电。由于辅助绕组电压（约 14V）高于启动电阻提供的电压，二极管 D2 导通，启动电阻支路自然截止，实现供电切换。
• 稳态运行：正常工作时，VCC 由辅助绕组持续供电，启动电阻不再消耗功率，待机功耗显著降低。

4. 设计计算示例汇总

通过以上设计，反激式电源实现了可靠的启动与低功耗稳态运行：启动电阻在启动阶段提供充电电流，VCC 电容保证启动过程的能量供应，辅助绕组在芯片启动后无缝接管供电，从而兼顾了启动可靠性与整机效率。

2. 正激式 AC/DC 转换器

下图展示了基于 uC3845 的正激式 AC/DC 转换器典型电路结构，包含交流输入、整流滤波、变压器初级与磁复位绕组、功率开关管、电流采样、输出整流滤波以及反馈环路等关键环节，帮助理解各元件与芯片引脚的连接关系。

flowchart LR AC[交流输入 85V~265V] --> BR[整流桥 BR1] BR --> CIN[输入滤波电容 CIN] CIN --> T1P[变压器 T1 初级绕组 Np] T1P --> Q1[功率开关管 MOSFET Q1] Q1 --> RS[电流采样电阻 RS] RS --> GND[地] T1P --> NR[磁复位绕组 Nr] NR --> DR[复位二极管 DR] DR --> CIN T1P --> D1[输出整流二极管 D1] D1 --> L1[输出滤波电感 L1] L1 --> COUT[输出滤波电容 COUT] COUT --> VOUT[直流输出 24V/5A] VOUT --> R1[反馈分压电阻 R1/R2] R1 --> U1FB[uC3845 误差放大器输入 FB] U1OUT[uC3845 OUT 引脚] --> Q1[功率开关管 MOSFET Q1] RS --> U1CS[uC3845 电流检测引脚 ISENSE] U1RT[uC3845 RT/CT 引脚] --> RTCT[RT/CT 定时电阻电容] U1VCC[uC3845 VCC 引脚] --> VCC[启动电阻与 VCC 供电] U1FB --> U1OUT

关键元件说明：

• 整流桥 BR1 与输入滤波电容 CIN：将 85V~265V 交流输入整流为直流母线电压（约 120V~375V），为变压器初级提供能量。CIN 容量通常取 2~3μF/W，本设计 120W 可选用 330μF/400V 电解电容，兼顾纹波抑制与启动时间。
• 变压器 T1（Np:Ns=2:1）：正激工作时开关管导通期间直接向次级传递能量，实现电压变换与电气隔离。初级 40 匝、次级 20 匝，磁芯可选 EE42 或 PQ40，无需开气隙，磁芯利用率高。
• 磁复位绕组 Nr 与复位二极管 DR：Nr 与初级绕组 Np 匝数相同（40 匝），同名端相反。开关管关断时，Nr 感应反向电压，通过 DR 将励磁能量回馈至输入母线，使磁芯磁通复位，防止逐周期累积饱和。DR 选用 UF4007（1000V/1A，trr ≈ 75ns）。
• 功率开关管 Q1：由 uC3845 的 OUT 引脚驱动，以 PWM 方式控制初级电流通断。Nr=Np 时漏源极电压应力 Vds=2×Vin，最高输入 375V 时达 750V，需选用耐压 900V 以上的 MOSFET（如 9N90）。
• 电流采样电阻 RS（0.1Ω）：将初级电流转换为电压信号送入 ISENSE 引脚，达到内部 1V 阈值时触发逐周期限流，限流点约 10A。RS 需选用低感抗、高精度功率电阻，额定功率建议不低于 2W。
• 输出整流二极管 D1 与滤波电感 L1、电容 COUT：正激式次级需经 D1 整流、L1 与 COUT 滤波得到稳定直流输出。D1 选用快恢复二极管（如 MUR460），L1 取 50μH 左右，COUT 取 2200μF/35V 电解电容并联 0.1μF 陶瓷电容，输出纹波远低于反激式。
• 反馈分压电阻 R1/R2：采样输出电压送入 uC3845 误差放大器，通过调节占空比维持输出稳定。R1/R2 分压比按 2.5V 基准电压设计，配合光耦实现输入输出隔离反馈。
• RT/CT 定时电阻电容：连接 uC3845 的 RT/CT 引脚设定振荡器频率。本设计取 RT=10kΩ、CT=1nF，对应开关频率约 100kHz，兼顾变压器体积与开关损耗。